基于多路单端反激式开关电源的设计方案
出处：网络整理 发布于：2025-06-09 17:06:33
以下是一个基于多路单端反激式开关电源的详细设计方案，涵盖关键设计步骤、参数计算和注意事项：
1. 设计需求分析
输入电压范围：AC 85-265V（通用输入）或DC 24V（工业应用）
输出规格：
主路：+12V/2A（24W）
副路1：+5V/1A（5W）
副路2：+24V/0.5A（12W）
总功率：~41W（需预留20%余量，按50W设计）
隔离要求：输入输出隔离（如需要安全隔离）
效率目标：≥85%
2. 拓扑选择与工作原理
拓扑：单端反激式（Flyback）
优点：结构简单、成本低、天然多路输出能力。
工作模式：DCM（断续模式，适合中小功率）或CCM（连续模式，需斜率补偿）。
控制IC：如UC3844（电流模式控制）、OB2263（低成本PWM控制器）。
3. 关键参数设计
(1) 变压器设计
步骤1：确定占空比（Dmax）
典型值：Dmax ≤ 0.45（避免CCM模式下的右半平面零点问题）。
步骤2：计算反射电压（Vor）
Vor = Vout_main + Vf（压降） / (1 - Dmax)
例如：Vor ≈ (12V + 0.7V) / (1 - 0.45) ≈ 23V
步骤3：计算初级电感（Lp）
公式：Lp = (Vin_min × Dmax)^2 / (2 × Pout × fs × η)
假设：Vin_min=100VDC（整流后），fs=65kHz，η=85%
计算：Lp ≈ (100 × 0.45)^2 / (2 × 50 × 65k × 0.85) ≈ 220μH
步骤4：匝比计算（Np:Ns）
主路匝比：Np/Ns_main = Vin_min × Dmax / (Vout_main + Vf) ≈ 100×0.45 / 12.7 ≈ 3.54
副路匝比：按输出电压比例调整（如24V匝比≈1.77）。
步骤5：磁芯选择
选用EE25或EFD30磁芯（根据AP法验证），气隙长度约0.5-1mm。
(2) 功率器件选型
MOSFET：
耐压 ≥ Vin_max + Vor + 裕量 ≈ 400V + 23V + 50V → 选500V/5A（如STP5NK50Z）。
输出二极管：
主路：100V/3A肖特基（如SB3100）。
副路：40V/1A（5V输出），200V/1A（24V输出）。
(3) 反馈与控制
主路反馈：TL431+（如PC817）闭环控制。
副路稳压：
加权反馈：主路+副路电阻分压。
或采用磁放大器（成本较高，精度更好）。
补偿网络：Type II补偿（误差放大器+RC网络）。
(4) 多路交叉调整优化
方法：
副路采用LC后级滤波（如5V输出加π型滤波）。
变压器耦合优化：副路绕组紧密耦合主路绕组。
负载调整率补偿电阻。
4. 保护电路设计
输入侧：
、NTC浪涌抑制、MOV过压保护。
输出侧：
每路输出加（如5V加5.6V钳位）。
芯片保护：
UC3844的过流检测（初级电流采样电阻）。
过温保护（NTC+比较器）。
5. PCB布局要点
高频环路化：
初级开关环路（MOSFET-变压器-输入电容）面积尽量小。
地平面分割：
功率地（初级）与信号地（反馈）单点连接。
隔离间距：
输入输出间≥8mm（安规要求）。
6. 仿真与测试验证
仿真工具：
SIMPLIS或PSpice验证环路稳定性、开关波形。
实测项目：
效率测试（满负载下≥85%）。
交叉调整率（主路12V±2%，副路±5%以内）。
纹波（≤1% Vout）。
7. 关键注意事项
变压器漏感：控制在5%以内（影响效率及电压尖峰）。
EMI设计：
初级加RCD吸收（如1nF+100Ω+1N4007）。
输出二极管并联RC缓冲（如100Ω+100pF）。
多路负载不平衡：
主路需带负载（如10%），否则副路可能超压。
8. 参考电路框图
AC输入 → EMI滤波 → → 输入电容 → UC3844 + MOSFET → 变压器
↓
多路输出 → 整流滤波 → 反馈网络 → 光耦隔离 → PWM控制
1. 设计需求分析
输入电压范围：AC 85-265V（通用输入）或DC 24V（工业应用）
输出规格：
主路：+12V/2A（24W）
副路1：+5V/1A（5W）
副路2：+24V/0.5A（12W）
总功率：~41W（需预留20%余量，按50W设计）
隔离要求：输入输出隔离（如需要安全隔离）
效率目标：≥85%
2. 拓扑选择与工作原理
拓扑：单端反激式（Flyback）
优点：结构简单、成本低、天然多路输出能力。
工作模式：DCM（断续模式，适合中小功率）或CCM（连续模式，需斜率补偿）。
控制IC：如UC3844（电流模式控制）、OB2263（低成本PWM控制器）。
3. 关键参数设计
(1) 变压器设计
步骤1：确定占空比（Dmax）
典型值：Dmax ≤ 0.45（避免CCM模式下的右半平面零点问题）。
步骤2：计算反射电压（Vor）
Vor = Vout_main + Vf（压降） / (1 - Dmax)
例如：Vor ≈ (12V + 0.7V) / (1 - 0.45) ≈ 23V
步骤3：计算初级电感（Lp）
公式：Lp = (Vin_min × Dmax)^2 / (2 × Pout × fs × η)
假设：Vin_min=100VDC（整流后），fs=65kHz，η=85%
计算：Lp ≈ (100 × 0.45)^2 / (2 × 50 × 65k × 0.85) ≈ 220μH
步骤4：匝比计算（Np:Ns）
主路匝比：Np/Ns_main = Vin_min × Dmax / (Vout_main + Vf) ≈ 100×0.45 / 12.7 ≈ 3.54
副路匝比：按输出电压比例调整（如24V匝比≈1.77）。
步骤5：磁芯选择
选用EE25或EFD30磁芯（根据AP法验证），气隙长度约0.5-1mm。
(2) 功率器件选型
MOSFET：
耐压 ≥ Vin_max + Vor + 裕量 ≈ 400V + 23V + 50V → 选500V/5A（如STP5NK50Z）。
输出二极管：
主路：100V/3A肖特基（如SB3100）。
副路：40V/1A（5V输出），200V/1A（24V输出）。
(3) 反馈与控制
主路反馈：TL431+（如PC817）闭环控制。
副路稳压：
加权反馈：主路+副路电阻分压。
或采用磁放大器（成本较高，精度更好）。
补偿网络：Type II补偿（误差放大器+RC网络）。
(4) 多路交叉调整优化
方法：
副路采用LC后级滤波（如5V输出加π型滤波）。
变压器耦合优化：副路绕组紧密耦合主路绕组。
负载调整率补偿电阻。
4. 保护电路设计
输入侧：
、NTC浪涌抑制、MOV过压保护。
输出侧：
每路输出加（如5V加5.6V钳位）。
芯片保护：
UC3844的过流检测（初级电流采样电阻）。
过温保护（NTC+比较器）。
5. PCB布局要点
高频环路化：
初级开关环路（MOSFET-变压器-输入电容）面积尽量小。
地平面分割：
功率地（初级）与信号地（反馈）单点连接。
隔离间距：
输入输出间≥8mm（安规要求）。
6. 仿真与测试验证
仿真工具：
SIMPLIS或PSpice验证环路稳定性、开关波形。
实测项目：
效率测试（满负载下≥85%）。
交叉调整率（主路12V±2%，副路±5%以内）。
纹波（≤1% Vout）。
7. 关键注意事项
变压器漏感：控制在5%以内（影响效率及电压尖峰）。
EMI设计：
初级加RCD吸收（如1nF+100Ω+1N4007）。
输出二极管并联RC缓冲（如100Ω+100pF）。
多路负载不平衡：
主路需带负载（如10%），否则副路可能超压。
8. 参考电路框图
AC输入 → EMI滤波 → → 输入电容 → UC3844 + MOSFET → 变压器
↓
多路输出 → 整流滤波 → 反馈网络 → 光耦隔离 → PWM控制
关键词：开关电源
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